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電路的電性等效模型與電子材料的介電常數(shù)εr,傳播路徑的長度L，信號的上升時間?Tr，及傳播速度Vp有關。不同的材料和尺寸結構會在不同的信號速度情況下進入不同的電性等效模型。電路的電性等效模型可以分為全波模型、離散模型、集總模型和直流模型四種形式。
1.全波模型
在麥克斯韋方程式中，是假設電磁波在一個無限大的平面上行進的，其中電場指向X方向，而磁場指向:V方向，整個電磁波往Z方向行進，其傳播速度為光速，阻抗是電場對磁場的比值，在自由空間里為377Ω。當此平面波碰到一個高傳導的物體時，傳播的方向會隨即發(fā)生改變，因此如果適當?shù)卣{整傳播的物體，則平面波可以導入一個傳輸線里，稱為“全波模型”。
在“全波模型”中，電纜電線變成了電磁場；接地層變成了電磁場，并產(chǎn)生了天線/諧振效應；分布效應隱含在解方程式里；在介電材料里形成了電磁場；趨膚效應完全顯現(xiàn)出來了；有源元件變成了二維和三維等效電路。
可以選擇“邊際條件”用代表實際物體的幾何結構及所使用的材料，來解“全波模型”的麥克斯韋方程式。但實際情況是即使是非常簡單的結構體，都很難解出麥克斯韋方程式。解決的辦法是引進電路理論的概念來取代麥克斯韋方程式的解答，同時通過各種假設使得電路理論變得比麥克斯韋方程式更容易“數(shù)學化”。
不過在利用麥克斯韋方程式分析電路的電性行為時，可以預測天線效應、接地層的諧振，以及趨膚效應，這是傳統(tǒng)的電路理論很難做到的。
2.離散模型
“離散模型”用傳輸線模型來表示。為了簡化數(shù)學模型，用電容來描述電能，用電感來表示磁能，用電阻來代表轉換為熱的能量損耗。這些R、L、C組件被定義成沒有實際尺寸，并且是用導線將它們串接起來的，同時它們不會造成損耗及延遲。利用這些電路組件，就可以不再需要麥克斯韋方程式和邊際條件，而直接描述一個理想傳輸線的結構了。基本的傳輸線結構如圖10-3所示，理論上，它是由無限多的RLC網(wǎng)絡所組成的，然而為了計算方便，通常選擇有限個RLC網(wǎng)絡來代表它。
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在理想傳輸線的結構中，假設每個RLC網(wǎng)絡的延遲時間遠小于信號的波長或上升時間。必須注意的是，解麥克斯韋方程式就可以預佔出趨膚效應或分布效應，而使用這種傳輸線模型是沒有辦法預估出趨膚效皮或離散效應的。
在“離散模型”中，電纜電線變成了許多個RLC網(wǎng)絡；接地層變成了二維的離散RLC網(wǎng)絡；分布效應變成了離散RLC網(wǎng)絡；趨膚效應部分顯現(xiàn)；有源元件變成了二維等效電路。
元器件的兒何結構尺寸越小，越不容易進入“離散模型”領域。例如，對于PCB，只要信號的上升時間小于l0ns，它就會進入“離散模型”領域；而對于尺寸小的芯片，上升時間必須低至0.2ns以內，它才會進入“離散模型”領域。
3.集總模型
“集總模型”可以用只有一個RLC網(wǎng)絡的傳輸線模型來表示。在“集總模型”的環(huán)境里,傳輸線的整體傳輸延遲時間比信號的上升時間小很多，電磁波的波長遠大于電路的物理尺寸。
隨著上升吋間（ljis?0.2ns)的逐漸增加，電路中的“米勒電容”（Millercapacitor)效應幵始出現(xiàn)。由IC封裝和接線所產(chǎn)生的電容和電感分布效應開始會逐漸影響信號的上升時間。IC封裝的地端參考點連接到PCB地端接線所產(chǎn)生的電感（IC封裝的common到ground間的屯感量）則會造成“地彈”的現(xiàn)象。對于PCB上的通路，需要考慮雜散的電容和電感的影響。PCB的接地層可以等效為一個RC網(wǎng)絡。電纜和電線可以等效為個RLC網(wǎng)絡。這時的電路可以用“集總模型”來效。在“集總模型”里，所有的導線和通路可以不考慮傳播延遲產(chǎn)生的問題，但需要考慮分布效應的影響。
“集總模型”和“離散模型”對于高速數(shù)字系統(tǒng)的設計人員而言，是兩個較為重要的等效模型。通常設計人員會盡可能設法讓電路留在“集總模型”領域，如果電路進入“離散模型”領域，則需要增加許多改善措施來消除“離散模型”所特有的傳輸線效應。
對于處于“集總模型”的電路通路而言，pcb多層電路板廠家認為其通路的電容和電感值不是頻率的函數(shù)。一旦電路進入“離散模型”領域，情況就不同了，除了必須處理傳輸線效應以外，因阻抗不匹配所造成的信號反射現(xiàn)象，以及由互感和互容所產(chǎn)生的串擾也會漸趨嚴重。
4.直流模型
“直流模型”用于等效低速電路。在低速電路（上升時間為0?1μs）中，由于其工作速度相當緩慢，所以IC封裝和PCB上的導線或通路等除有等效電阻外，可以視為沒有任何傳播延遲，以及電容或電感的分布效應。在“直流模型”里，所有的分布效應和傳輸線效應都可以忽略不計。
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